GigaSｔ・スペアナのブロック構成図を見てみよう
図１． GigaSt・スペアナのブロック構成図のページを見る
(GigaSt 青山さんのご厚意により block.gifの画像を転載しております）
まず、ブロック図（図１）の左上から見ていきましょう。ここで、[1G-IN」、[2G-IN]とありますが、これは測定する信号の周波数帯域別により、入力方法・ユニットの接続構成が異なることを意味しています。
すなわち[1G-IN」は、センター周波数が１０００ＭＨｚ未満の時で、３ＭＨｚ〜１２００ＭＨｚまでのLOW-BANDの入力範囲になっています。一方[2G-IN]は、センター周波数が１０００ＭＨｚ以上の時で、９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚまでのHIGHT-BANDの入力範囲としています。ここで、[2G-IN]を選択した場合には、１Ｇユニットと２Ｇユニット間は接続せず、[2G-IN]に直接信号を入れることになります（このとき１Ｇユニットは関係しない）。
バンドの切り替えは、同軸コネクタの接続を切り替えることで行っています。もし、センター周波数が１ＧＨｚ以上の時で、間違えて信号を[1G-IN」に入力してしまった場合には、１３００ＭＨｚを中心としたイメージが発生してしまいます。イメージ信号を本来あるべき信号として間違えてしまわないように、接続・設定には注意してください。
スペアナの基本動作原理で述べたように、ミキサーの特性は、実際には式（２）で表されますが、Ｎ＝１，Ｍ＝１とした理想的な場合として、式（１）のみを考えてみます。ミキサーの入出力周波数の関係式は、
 |
ここで式（１）は、３つのパターンに分けられます。すなわち、２つの入力として、入力信号 ｆｓ と局部発振器信号 fLO から、
（Ａ） ｆIF＝ｆｓ＋ｆLO
（Ｂ） fIF＝ｆｓ−fLO ただし、 ｆｓ ＞ fLO のとき
（Ｃ） fIF＝ｆLO−ｆｓ ただし、 fLO ＞ ｆｓ のとき
となります。
さて、１Ｇユニットは、LOW-BAND（３ＭＨｚ〜１２００ＭＨｚ）の信号を観測するときに使いますが、分かり易く考えていけるように、これから具体的な数値を用いてみます。
 |
| 図２． １Ｇユニットのブロック図と入出力関係 |
１Ｇユニットのブロック図（図２）ではＶＣＯとありますが、これが電圧制御発振器で、スペアナの基本動作原理図から見ると掃引局部発振器に相当します。また、ＰＬＬとありますが、これはＶＣＯを正確かつ安定な周波数で掃引させる回路です。
さて、ＶＣＯの掃引周波数 fLOは１４００ＭＨｚから２６００ＭＨｚまで可変することができますが、センター周波数の設定とスパンの設定により、可変する周波数幅が決められます。ここでは、センター周波数を５００ＭＨｚ、スパンを２００ＭＨｚに設定したとします。測定周波数範囲（もしくは表示周波数範囲） fｓは４００ＭＨｚから６００ＭＨｚまでの２００ＭＨｚ幅なのですが、掃引周波数 fLOは、１８００ＭＨｚから２０００ＭＨｚまでの２００ＭＨｚ幅となります。すなわち、測定周波数範囲（表示周波数範囲） fｓ と掃引周波数範囲 ｆLO との関係は、式１（Ｃ）の fIF＝fLO−fｓで、ｆIF＝１４００ＭＨｚとの関係になっています。
例えば、ｆｓ＝５００ＭＨｚの信号が、[1G-IN]に入力されるというように想定してみます。 ミキサーの入出力周波数の関係式として、式１（Ｃ）を用いると、
fｓ＝５００ＭＨｚ、fLO＝１９００ＭＨｚ、ｆIF＝１４００ＭＨｚとなります。この場合のスペクトラムの位置関係を、図３(LO固定時）に示します。
 |
| 図３． ミキサーの入出力周波数 (Lo固定時と掃引時の場合） |
ところで、ミキサーの入出力の関係は、他に式１（Ａ） ｆIF＝ｆｓ＋ｆLO もあります。すなわち、ｆIF＝２４００ＭＨｚのところにイメージが発生します。
実際には、ｆIF＝２４００ＭＨｚのところに発生したイメージは、次の段に接続されている２Ｇユニット内のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で除去され、ｆIF＝１４００ＭＨｚのIF信号のみが通過できるように構成されています。
さて、次に信号 fｓ は、５００ＭＨｚのままで、局部発振器の信号 fLO をPLLにより１８００ＭＨｚから２０００ＭＨｚまでの２００ＭＨｚ幅で掃引する場合を考えます。このとき、式１（Ｃ）の関係式から、図３(LO固定時）に示すように、IF出力 ｆIF は１３００ＭＨｚから１５００ＭＨｚまで変化します。
一方、イメージ周波数については、式１（Ａ）より、２３００ＭＨｚから２５００ＭＨｚまでの範囲で発生しますが、ＢＰＦで除去されます。
ところで、局部発振器 fLO は掃引を周期的に繰り返すようにPLLで設定されています。このとき１掃引に要する時間、すなわち測定の周期を例えば１０秒（注）として考えてみます。
（注） 実際には、パソコンのスピードやサンプリング回数により１掃引時間は変わりますが、１０００ＭＨｚのスパンのとき目安として次のような感じです。スパンが狭くなればサンプリング回数が少なくてもよいため、さらに時間は短くなります。
７５ＭＨｚ ＣＰＵ------ １０秒
２００ＭＨｚ ＣＰＵ------ ４秒
３６６ＭＨｚ ＣＰＵ------ ３秒
図４は、１掃引に要する時間（測定周期）を１０秒として、横軸に時間 t[s]、縦軸に周波数ｆをとってミキサーーの入出力周波数と時間の関係を示したものです。
 |
| 図４． ＬＯ掃引時のミキサー入出力周波数の変化 |
 |
| 図５． LO掃引時の表示 |
［イメージ１］ ０ＭＨｚ近傍の大きなピーク
入力に信号を入れていなくとも、センター周波数が０ＭＨｚで大きなピークが見られます。Giga-Site・スペアナで実際の観測データ例を掲載します。
入力に信号を入れていないのに、ピークが発生しているのは、なぜか？
と思われている人もいると思います。これは、明らかにイメージです。発生のメカニズムは、式（１）からわかると思います。
ｆｓ＝０ＭＨｚとして見てください。fIF＝ｆLO となります。すなわち、局部発振器の周波数 ｆLOが、IF周波数となってしまっています。ｆｓ ＝０ＭＨｚのピークは、実は局部発振器の周波数によるイメージだったのです。
式（１）をもう一度、見てみましょう。
（Ａ） ｆIF＝ｆｓ＋ｆLO
（Ｂ） fIF＝ｆｓ−fLO ただし、 ｆｓ ＞ fLO のとき
（Ｃ） fIF＝ｆLO−ｆｓ ただし、 fLO ＞ ｆｓ のとき
復習になりますが、入力信号（観測したい周波数）を、ｆｓ＝５００ＭＨｚとしたとき、１Ｇユニットの局部発振器の掃引周波数は、fLO＝１９００ＭＨｚで、ｆIF＝１４００ＭＨｚとなります。すなわち、式１（Ｃ）が入出力の関係式になっていました。一方、式１（Ａ）では、fLO＝１９００ＭＨｚで、ｆIF＝２４００ＭＨｚとなるイメージですが、このｆIF＝２４００ＭＨｚの周波数はIFフィルタで除去できるものです。
さて、それでは式１（Ｂ）の場合はどう考えられるでしょうか。１Ｇユニットは、LOW-BAND（３ＭＨｚ〜１２００ＭＨｚ）の信号を観測するときに使いますが、もし、ｆｓ＝５００ＭＨｚの信号を観測しているときに、１Ｇユニットの入力に、ｆｓ＝２４００ＭＨｚの入力信号が入ったとしたら、どうでしょうか。
（Ｃ）式より ｆｓ＝５００ＭＨｚの信号が、ｆIF＝１４００ＭＨｚとなり、一方、（Ｂ）式より ｆｓ＝２４００ＭＨｚの入力信号が ｆIF＝１４００ＭＨｚになってしまいます。この場合の表示画面では、５００ＭＨｚ本来の信号のピークなのか、２４００ＭＨｚの信号のピークなのか区別できなくなります。
５００ＭＨｚの信号がなくとも、２４００ＭＨｚの信号が入れば、５００ＭＨｚのところにあたかも信号があるように見えてしまうため、２４００ＭＨｚの信号によるイメージということになります。
この場合には、１Ｇユニットの入力にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を取り付け、２４００ＭＨｚが入力に入らないようにすると防ぐことができます。
各ユニットの前段には、アッテネータが挿入されています。アッテネータの役割は、高周波信号のレベル調整［ブロック図で、ＡＴＴと記載］と、もう一つは整合改善［ブロック図で、６ｄＢと記載］の２つの役割を持っていると思います。ここでは、整合の改善について解説します。
アッテネータは高周波回路にとって必要不可欠なもので、スペアナに限らず、標準信号発生器、電界強度計、ＲＦミリボルト計などに必ず用いられています。
 |
| 図７． アッテネータの挿入による整合改善 |
図７は、アッテネータの挿入による整合改善の例です。入力のリターン・ロスが６ｄＢである整合があまりとれていない電子回路ユニットがあるとします。
図７（１）は、アッテネータがない場合で、電子回路ユニットに信号を入力すると、６ｄＢ減衰するものの反射波として入力端に戻ってきてしまいます。
ここで、（２）のように入力端に３ｄＢのアッテネータを入れると、反射波は、１２ｄＢも減衰してくれます。すなわち、アッテネータで往復３ｄＢ、帰路３ｄＢ、合計６ｄＢ減衰し、電子回路ユニットの入力リターン・ロスが６ｄＢであるため、トータルのリターン・ロスは、１２ｄＢとなるのです。
さらに、（３）のように入力端に６ｄＢのアッテネータを入れると、さらに反射波は−１８ｄＢとなります。このように、アッテネータを入れることにより、整合が大幅に改善できることがわかります。
［次へ］は、ＧｉｇａＳｔスペアナの詳細、第２段です。
 |
 |
 |
|